СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ
This article is devoted to the development of active power factor corrector based on the parallel quasi-resonant pulse converter with zero current switching of the power transistor. The features of the structural realization of the converter control system have been considered by analyzing of steady...
Збережено в:
| Дата: | 2015 |
|---|---|
| Автори: | , |
| Формат: | Стаття |
| Мова: | Українська |
| Опубліковано: |
Інститут електродинаміки НАН України, Київ
2015
|
| Теми: | |
| Онлайн доступ: | https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/893 |
| Теги: |
Додати тег
Немає тегів, Будьте першим, хто поставить тег для цього запису!
|
| Назва журналу: | Technical Electrodynamics |
| Завантажити файл: |  |
Репозитарії
Technical Electrodynamics| _version_ | 1870202679589863424 |
|---|---|
| author | Денисов, Ю.А. Степенко, С.А. |
| author_facet | Денисов, Ю.А. Степенко, С.А. |
| author_institution_txt_mv | [
{
"author": "Ю.А. Денисов",
"institution": "Чернігівський Національний Технологічний Університет, вул. Шевченка, 95, Чернігів, 14035, Україна"
},
{
"author": "С.А. Степенко",
"institution": "Чернігівський Національний Технологічний Університет, вул. Шевченка, 95, Чернігів, 14035, Україна"
}
] |
| author_sort | Денисов, Ю.А. |
| baseUrl_str | https://techned.org.ua/index.php/techned/oai |
| collection | OJS |
| datestamp_date | 2022-12-29T12:10:10Z |
| description | This article is devoted to the development of active power factor corrector based on the parallel quasi-resonant pulse converter with zero current switching of the power transistor. The features of the structural realization of the converter control system have been considered by analyzing of steady-state current static errors for different possible structures. In contrast to the power factor correctors with voltage loop as the main, where the process of finite duration is set for five cycles, in the power factor corrector with current loop as the main it is set for three cycles. It was shown, that high-frequency two-loops active power factor correctors based on the parallel quasi-resonant pulse converter with zero current switching is advisable to carry out with current loop as the main, in which the regulator must ensure the implementation of processes of finite duration. References 15, table 1, figures 4. |
| first_indexed | 2026-06-16T01:13:46Z |
| format | Article |
| fulltext |
ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1 29
УДК 621.316.721
СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА
МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ
Ю.А.Денисов, докт.техн.наук, С.А.Степенко
Черниговский национальный технологический университет,
ул. Шевченко, 95, Чернигов, 14027, Украина.
e-mail: den_ltd@mail.ru, stepenko.sergey@gmail.com
Статья посвящена разработке корректора коэффициента мощности (ККМ) на основе квазирезонансного им-
пульсного преобразователя, переключаемого при нулевом токе (КРИП-ПНТ). Рассмотрены особенности
структурной реализации системы управления преобразователем путём анализа установившихся статических
ошибок по току для различных возможных структур. Показано, что высокочастотные двухконтурные ККМ
на основе параллельного КРИП-ПНТ целесообразно выполнять с главным контуром тока, в котором регуля-
тор должен обеспечивать реализацию процессов конечной длительности. Библ. 15, табл. 1, рис. 4.
Ключевые слова: энергоэффективность, коррекция коэффициента мощности, квазирезонансный импульсный
преобразователь, переключение при нулевом токе.
Современные электронные устройства малой и средней мощности содержат импульсные преоб-
разователи (ИП) на входе, наличие которых приводит к искажению потребляемого от сети тока, т.е. к сни-
жению коэффициента мощности, что влечёт за собой повышение общей потребляемой мощности и эмис-
сию высших гармоник в сеть. Для формирования синусоидального потребляемого тока, синфазного с на-
пряжением сети применяют корректоры коэффициента мощности (ККМ). Наиболее эффективны ККМ с
двумя контурами регулирования. Учитывая высокие требования к качеству электроэнергии [6], основной
целью разработчиков ККМ является повышение их энергоэффективности (учитывая комплексный харак-
тер понятия «энергоэффективность», здесь авторы подразумевают, в первую очередь, КПД и коэффици-
ент мощности). Эта цель достигается, если ККМ выполнять на основе КРИП-ПНТ, имеющих высокую
энергоэффективность, что показано в [4, 5, 10]. Значительное повышение коэффициента мощности можно
достичь за счёт придания системе регулирования ККМ оптимальных динамических показателей по быст-
родействию и перерегулированию, что минимизирует ошибку регулирования, т.е. обеспечит наилучшее
приближение формы потребляемого тока к его эталону.
Анализ основных достижений и публикаций. В настоящее время ведущие производители
электронных компонентов (Texas Instruments, International Rectifier, Infineon) [13] обеспечивают по-
требности мирового рынка в ККМ для различных систем электропитания – осветительных приборов,
компьютеров и др. При этом технико-экономические характеристики ККМ непрерывно совершенст-
вуются. В частности, улучшение энергетических показателей связано с повышением частоты переклю-
чения и снижением потерь мощности на транзисторе ИП. В этой связи появились высокочастотные
ККМ на основе многофазных ИП и одноконтурные ККМ с включением транзистора при нулевом токе
– на границе режимов непрерывного и прерывистого тока. В документации на эти разработки [8, 14, 15]
приведены рекомендации по расчёту параметров их замкнутых контуров с учётом условий применения.
Авторы работ [1, 2], критически оценивая эти рекомендации, предложили более строгие и обоснован-
ные подходы к расчёту параметров многофазных ККМ и ККМ с включением транзистора на границе
непрерывного и прерывистого режимов. Многофазное исполнение ИП для ККМ связано с дополни-
тельными материальными затратами и со снижением запаса устойчивости на субгармонических часто-
тах, а включение транзистора на границе токовых режимов сопровождается изменением частоты его
переключения. При этом сохраняется возможность появления режима прерывистого тока. Эти недо-
статки устраняются в высокочастотных ККМ на основе КРИП-ПНТ, где потери мощности мало зависят
от частоты. Негативное влияние переменной частоты коммутации на качество фильтрации входного
тока сводится к минимуму за счёт её повышения до нескольких МГц. Однако к настоящему времени
вопросы построения ККМ на основе КРИП-ПНТ глубоко не изучены.
Выделение нерешённых ранее частей общей проблемы. Известные двухконтурные ККМ
выполняют на основе обычных ИП, где потери мощности растут с повышением частоты. В системах
© Денисов Ю.А., Степенко С.А., 2015
30 ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1
регулирования таких ККМ особенностью структурного построения является подчинённость контура
тока контуру напряжения. На вход контура тока поступает произведение ошибки контура напря-
жения и эталона тока синусоидальной формы, что вызывает его искажение [7]. Неидеальность задаю-
щего сигнала токового контура в ККМ с главным контуром напряжения вызвана наличием второй
гармоники на выходе этого контура [3]. Это приводит к дополнительной амплитудной модуляции
сигнала, задающего эталонный ток. Повышение точности замкнутой системы и рациональное струк-
турное построение системы регулирования позволяет снизить её ошибку по току, что является глав-
ной задачей ККМ. В этой связи в [9] предложена структура системы регулирования с оптимальным
по быстродействию регулятором в главном контуре тока. Это устраняет влияние ошибки контура на-
пряжения на форму эталонного тока. В ККМ на основе ИП имеет место зависимость контурного уси-
ления от величины выпрямленного напряжения на входе. Для снижения этой зависимости в извест-
ных двухконтурных ККМ (на основе микросхемы UC3854) предусмотрены квадратор выпрямлен-
ного напряжения, блок деления на него выхода контура напряжения и блок умножения полученного
частного на эталон тока. Выход блока умножения связан со входом подчинённого контура тока. Из-
вестные решения структур двухконтурных ККМ не содержат сравнительных оценок влияния вход-
ного напряжения на коэффициент усиления систем регулирования с главными контурами напряже-
ния или тока, хотя очевидно, что независимо от порядка подчинённости контуров, искажения вход-
ного тока будут максимальными при малом входном напряжении, когда велика вероятность перехода
в режим прерывистых токов. В общей проблеме повышения энергоэффективности ККМ не получили
достаточного освещения вопросы их построения на основе КРИП-ПНТ, которые могут работать в
мегагерцовом частотном диапазоне, что позволит исключить режим прерывистого тока, снизить его
пульсации и повысить КПД. При этом повышается актуальность оптимизации динамических харак-
теристик ККМ по быстродействию. Известные зарубежные публикации [11, 12] и др. по этой тема-
тике, в основном, посвящены их практической реализации. Они не содержат оценки ошибки регули-
рования в различных структурах на основе анализа динамических процессов с учётом влияния вход-
ного напряжения и характера изменения входного тока. Не исследованы вопросы условий обеспече-
ния процессов конечной длительности в таких структурах.
Цель настоящей работы состоит в формировании рекомендаций для структурного постро-
ения САР двухконтурных ККМ с учётом влияния входного напряжения преобразователя на ошибку
системы с главным контуром напряжения или тока, что является необходимым шагом на пути
повышения энергоэффективности двухконтурных ККМ, построенных на основе КРИП-ПНТ.
Входной ток в системе с ККМ на основе КРИП-ПНТ для установившегося режима ра-
боты. Структурная схема на рис. 1 содержит выпрямитель, ККМ на основе КРИП-ПНТ с системой
управления и элементы нагрузки CФ, RH. КРИП-ПНТ (порядок работы описан в [4]) содержит нако-
пительный дроссель L, резонансный контур CK, LK, силовой транзистор ПТ, разделительный диод Д.
В состав ККМ кроме КРИП-ПНТ входят регуляторы контура тока (КТ) и контура напряжения (КН),
датчики тока (ДТ) и напряжения (ДН), квадратор (КВ), делитель (ДЛ), блок умножения (БУ), система
управления транзистором (СУ), блок формирования эталонного тока (UB/RЗ), где RЗ – резистор, за-
дающий величину эталонного тока. Для реализации поставленной цели в части учёта влияния вход-
ного напряжения преобразователя на
ошибку системы регулирования не-
обходимо найти входной ток iL, что-
бы установить его влияние на коэф-
фициент усиления системы управле-
ния КСУ=К0F, где К0 – статический
коэффициент усиления, F – фактор
пульсации. Он зависит от производ-
ной реакции контура тока на входной
ток iL, определяемой для статическо-
го режима. На вход параллельного
КРИП-ПНТ поступает напряжение c
выпрямителя UB. По мере его изме-
нения меняется величина входного тока iL и его пульсации. Найдём закономерности их изменения в
установившемся режиме работы для общего случая.
~Uc
КВ
КН ДЛ БУ
КТ
СУ
ДН
Uв
Uв
Rз
__
Uв2
Uэт
Uн
ДТiL L
Ск Lк
Д
Сф
RнПТ
Со До
Рис. 1
НΔ
ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1 31
На произвольном периоде выпрямленного напряжения ТВ, рис. 2, выделим период работы ПТ
длительностью Т. Он состоит из двух ин-
тервалов. Первый интервал nT ≤ t ≤ nT+tK
связан с перезарядом конденсатора СК че-
рез транзистор ПТ. Время перезаряда
/K Kt π ω= , где ( ) 1/ 2
K K KL Cω −= – частота
резонансного контура. После пере-заряда
конденсатора СК возникают условия для
второго интервала коммутации
nT+tK≤t≤(n+1)T, где n – количество перио-
дов коммутации на периоде ТВ. На первом
интервале коммутации ко входу преобразователя подключена «вырезка» из выпрямленного напряже-
ния UB(t). Её изображение можно найти согласно теореме свёртки по известному произведению изо-
бражений синусоидального напряжения ( ) 12 2( )В Mu p E pω ω
−
= + и коммутационной функции
( )( ) 1( ) Kp Tn tpTn
Kf p e e p− +− −= − . В результате получим изображение входного напряжения преобразова-
теля на первом коммутационном интервале
1 2 1 2
1 2 1 2
1 2 2
[( sin sin ) ( cos cos )]( )
pt pt pt pt
ME e t e t p e t e tu p
p
ω ω ω ω ω
ω
− − − −− + −
=
+
,
где t1=nT, t2=nT+tK. Для второго интервала коммутации t1=nT+tK, t2=(n+1)T.
В результате анализа получим оригинал входного тока КРИП-ПНТ на первом коммутацион-
ном интервале ,)()()(1 dninAti LL ⋅+= γ+≤≤ ntn , (1)
где ( ) cos cos ( )ME
A n n n
L
ω ω γ
ω
= − +⎡ ⎤⎣ ⎦ , 1
, , , , , 1 sin ( )нК
кK к к
кK K
Rtt
t T T d t n
T T LL C
= = = = = = − −γ ω ω ω ω ω ω
ω
.
В работе [3] рассчитан входной ток на первом коммутационном интервале для обычного па-
раллельного ИП. Различие с полученным нами результатом состоит в наличии сомножителя d, кото-
рый учитывает влияние резонансного контура на входной ток преобразователя. Очевидно, что это
влияние будет заметным в диапазоне малых нагрузок. Для обычного параллельного ИП d=1 и тогда
1( ) ( ) ( ),L Li t A n i n= + что повторяет результат работы [3].
Для колебательного процесса оригинал тока на втором коммутационном интервале
[ ]
[ ]
2 1 ( )
02 0 0
( ) 1 2
00
( ) ( ) sin ( ) ( ) ( )
(4 ) ( ) ( ) sin ( ), 1,
a t n
L Н н Ф н L
a t n
Ф н L Н
i t L R e t n С R i n d A n
e С R A n i n t n n t n
γ
γ
ω ω ω γ ω
ω ω ω γ γ
− − − −
− − − −
⎡ ⎤= − − + ⋅ ⋅ + −⎣ ⎦
− + − − + ≤ ≤ +
(2)
где 2
0 0 0, 1 ,НTω ω ω ω ξ= = − 11/ , , , (2 ) , / .H Ф H H ФLC a aT a R L C−= = = = =ω ξω ξ ρ ρ
Из (2) для γ+= nt и для 1+= nt получаем соответственно
2 ( ) ( ) ( )(1 sin )Н
кL L
к
Ri n A n i n
L
γ ω γ
ω
+ = + − , ),()()()1( nMFnini LL =−+ γ (3)
где ( )(1 ) 2 1 1 2
0 00 0( ) 1 ( ) sin (1 ) 0,25 sin (1 ) ,a
Н н Ф н НF e d L R С Rγγ ω ω ω γ ω ω ω γ− − − −⎡ ⎤= + − − −⎣ ⎦
(1 ) 2 1 1 2
0 00 0( ) ( ) 1 ( ) sin (1 ) 0,25 sin (1 )a
Н н Ф н НM n A n e L R С Rγ ω ω ω γ ω ω ω γ− − − −⎡ ⎤= + − − −⎣ ⎦ .
Разностное уравнение (3) имеет устойчивое
решение при условии F(γ)<1. Подвергая обе его части
z-преобразованию, получаем z-изображение входного
тока [ ] 1
1( ) ( ) ( 1)( ( )) .Li z M n z z z F γ −= − −
С учётом условия F(γ)<1 оригинал установив-
шегося входного тока ККМ
[ ] 1( ) ( ) 1 ( ) .Li n M n F γ −= − (4)
n iL(n), A
модель
iL(n), A
расчёт
iL(n+γ), A
расчёт
125 50 48 48,6
250 85 86 87,3
375 105 108,6 110
500 115 121 122,6
nT nT+tK (n+1)T0
Em
t
TB
T
uB(t)
iL(t)
Рис. 2
uB
iL
32 ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1
Подставляя (4) в (1) и (2), можно найти значения входного тока КРИП-ПНТ для произвольных
интервалов коммутации. С учётом этого рассчитаны
значения токов iL(n), iL(n+γ) для следующих усло-
вий: RH=10 Ом, L=825 мкГн, СФ=1 мФ,
fКОМ=100 кГц, EM=310 В, γ=0,5. Результаты пред-
ставлены в таблице для четырёх значений n. Там же
приведены значения входного тока по результатам
моделирования для указанных выше условий. Кри-
вая входного тока iL(n) модели ККМ показана на
рис. 3. Из таблицы видно, что результаты расчёта и
моделирования находятся в пределах допустимой
погрешности. Выражения (1), (2), (4) позволяют оценить размах пульсаций тока по интервалам для
произвольного периода работы преобразователя: Δ1(n)=iL(n+γ)–iL(n); Δ2(n)=iL(n+1) – iL(n+γ).
Ошибка регулирования по току двухконтурных ККМ. Сравним ошибку регулирования по то-
ку и степень влияния на неё входного напряжения преобразователя в двухконтурных структурах ККМ с
главными контурами напряжения (ГКН) или тока (ГКТ). Для упрощения процедуры полагаем, что в кон-
турах тока и напряжения включены пропорциональные регуляторы с коэффициентами усиления KP=1.
Преобразованная структурная схема САР ККМ с ГКН показана на рис. 4, где ФЭ – форми-
рующий элемент, на вход которого поступают импульсы амплитудой U(n); ДТ, ДН – датчики тока и
напряжения; ΔТ, ΔН – ошибки контуров тока и напряжения; ( ) ( )
( )
2
2 2
1
2
Н ф н
НЧТ
н H H
pC R
W p
R p p
ω
ξω ω
+
=
+ +
– пере-
даточная функция непрерывной части контура тока; ПТН – преобразователь ток-напряжение. В схеме
ККМ осуществляются две функции. Главная функция связана со слежением за эталоном тока IЭ(t),
вспомогательная – со стабилизацией напряжения на нагрузке по заданному постоянному эталону на-
пряжения UЭТ. Поэтому ошибка регулирования системы будет иметь две составляющие, если не учи-
тывать влияние других возмущающих воздействий. Найдём передаточную функцию системы (рис. 4)
по ошиб-
ке. Для
этого не-
обходимо
найти пе-
редаточ-
ные функ-
ции ра-
зомкну-
тых кон-
туров тока
и напря-
жения, а
также
замкнуто-
го контура
тока. В результате модифицированного z-преобразования приведённых непрерывных частей конту-
ров ККМ получим следующие передаточные функции для момента срабатывания импульсного эле-
мента ε=1 с учётом бесконечно малых возмущающих воздействий: разомкнутый контур напряжения
− ( )
2
* 1 2 3
0 2 2
0
,1 ,
2 cos
H H H
pн a
z B zB BW z K
z z eω −
− +
=
− +
(5)
разомкнутый контур тока − ( )
2
* 1 2 3
0 2 2
0
,1 ,
2 cos
Т Т Т
pТ Т a
z B zB BW z K
z z eω −
− +
=
− +
(6)
замкнутый контур тока − ( ) ( )
( )
2 2
0 0*
2 2 2
0 0 1 2 3
2 cos
,1 .
2 cos
a
Т
зТ a T T T
Т
K z z e
W z
z z e K z B zB B
ω
ω
−
−
⋅ − +
=
− + + − +
(7)
0
20
40
60
80
100
120
0 250 500 750 1000 1250 1500 1750 2000
Рис. 3
)(tIЭТ
СУ ФЭ
HФ
H
RpС
R
+1
( )pWНЧТ
ЭTu
––
)(nU
ДT
┴ ДН
ФЭ ( )pWНЧТ
ПТН
)(2 nU
HΔ
)(2 nU
)(nU
HΔ
)(niL
ТΔ γ
)(nU
Hu
ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1 33
В выражениях (5) − (7) ( )0 СУK U n K= , 1
0 ( )Т ДТ СУ НK U n K K R−= , U(n) – значение напряжения на
входе преобразователя в момент nt = , КДТ – коэффициент передачи датчика тока, КСУ – коэффициент
усиления системы управления, /Кt Tγ = , 2
0 1Нω ω ξ= − , ( ) ( )1
1 01 2 cos 1 ,aТ
Т ТB A e γ ω γ ψ− − ⎡ ⎤= + − −⎣ ⎦
[ ] ( ),cos)cos(2cos2 0002 γψωψωω −−+= −−
ТТ
a
Т
aТ eAeB 2 2 1
3 12 cos , ,Т a a
Т Т ф нB e A e T C R Tψ− − −= + =
2 2
1 0 1
0
,T
T a a Tarctg ωψ
ω
− +
= ( ) ( ) 122 2 2 22 2
0 0 0 01 1 2 .НTA T a a T aω ω ω ω ω
−
⎡ ⎤= + − + +⎢ ⎥⎣ ⎦
Значения 1 2 3, ,H H HB B B можно получить из соответствующих 1 2 3, ,Т Т ТB B B при подстановке в них
вместо ТТA ψ, значений
22 2 1/ 2
0 0[2(1 )( )] , arctg( / ).н Н нA a a−= − + =ω ξ ω ψ ω Из структурной схемы САР
(рис. 4) передаточная функция контура тока по ошибке
{ }
( ,1)( ,1) ,
( ,1) [ ( )]
T
T
H ЭТ
zW z
z n F I nΔ
Δ
=
Δ ⋅
где 2[ ( )] ( ) ( ),ЭТ M ЭТ THF I n K I n K U n−= КМ, КТН – коэффициенты передачи умножителя и преобразовате-
ля ток-напряжение соответственно,
1*( ,1) ( ,1) [ ( )] 1 ( ,1) ,T H ЭТ рТz z F I n W z
−
⎡ ⎤Δ = Δ +⎣ ⎦ { } 1* *( ,1) ( ) 1 [ ( )] ( ,1) ( ,1) .Н ЭТ ЭТ зТ рНz U z F I n W z W z
−
Δ = +
После соответствующих преобразований получим z-изображение ошибки по току для ККМ с
главным контуром напряжения { } ),1,()]([)1,( zWnIFUZz ТЭТЭТT Δ⋅=Δ где передаточная функция ККМ
по токовой ошибке
{ } 1* * * *( ,1) [1 ( ,1)][1 [ ( )] ( ,1) ( ,1)] .Т рТ ЭТ зТ рНW z W z F I n W z W z
−
Δ = + + (8)
Если учесть, что КРИП-ПНТ переключается с высокой частотой, характер изменения произ-
ведения )]([ nIFU ЭТЭТ ⋅ можно считать скачкообразным и { } 1[ ( )] [ ( )] ( 1) .ЭТ ЭТ ЭТ ЭТZ U F I n U F I n z z −⋅ = −
Тогда установившаяся токовая ошибка { *
1
( ) lim [ ( )][ /( 1)] ( ,1)( 1) / }.ТУ ЭТ ЭТ Tz
n U F I n z z W z z zΔ→
Δ = − ⋅ − После
преобразований, учитывая (5) − (7), получим
0 0
[ ( )] ( )( )
( ) [ ( )]
ЭТ ЭТ
ТУ T H
T ЭТ
U F I n M an
M a K B K F I n B
Δ =
+ +∑ ∑
,
где ,/)()(,cos21)( 2
0 зЭТ
aa RnUnIeeaM =+−= −− ω RЗ – резистор, задающий значение эталонного то-
ка, 1 2 3
T T T TB B B B= − +∑ , 1 2 3
H H H HB B B B= − +∑ . Если учесть значения K0, K0T, F[IЭТ(n)], то
1
1 1
( ( ) ) ( )( )
( ) ( )
M ЭТ TH з
ТУ T H
ДТ СУ Н M СУ TH з
K U K U n R M an
M a U n K K R B K K K R B
−
− −Δ =
+ +∑ ∑
. (9)
Из (9) видно, что ΔТУ(n) ≠ 0 при изменении U(n) от нуля до максимального значения. Система
статическая с максимальной ошибкой при низком выходном напряжении. Если в двухконтурной сис-
теме ККМ не использовать делитель, квадратор, умножитель, то в числителе (9) будет присутство-
вать сумма UЭТ+IЭТ(n)KТН и тогда при U(n) → 0 ошибка по току ΔТУ будет не выше UЭТ/KТН, но коэф-
фициенты усиления обоих контуров будут зависеть от входного напряжения. При малых входных
напряжениях возможен режим прерывистого тока, что негативно отразится на его спектральном со-
ставе. Эффективным способом устранения этого режима является повышение частоты коммутации.
Возможны и другие варианты реализации ККМ – с ГКН без делителя и квадратора, где на вход под-
чинённого контура тока поступает произведение ошибки контура напряжения и эталонного тока. В
отличие от ККМ с квадратором, делителем и умножителем в такой структуре напряжение U(n) влияет
на коэффициент усиления обоих контуров. Однако несмотря на это, такие ККМ широко применяются
в системах электропитания. Установившаяся ошибка по току
1
1 2 1
( ) ( ) .
( ) ( ) ( ) ( )
ЭТ TH з M
ТУ T H
ДТ СУ Н TH СУ з M
U U n K R K
M a U n K K R B U n K K R K B
−
− −Δ =
+ +∑ ∑
(10)
34 ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1
Выполним аналогичный анализ установившейся ошибки по току двухконтурного ККМ с ГКТ,
для чего в структурной схеме (рис.4) поменяем местами её контуры. В результате получим, что пере-
даточная функция по токовой ошибке для такой структуры
{ } 1* * *1 [ ( )] ( ,1) ( ,1)] ,Т ЭТ зH рTW F U n W z W z
−
Δ = + ⋅ ⋅ (11)
где ( ) ( )
2
* * 0 1 2 3
3 2 2
0 0 1 2 0 0 3
( ),1 ,1 ,
(2 cos ) ( )
T T T
Т
зН рТ a H a H H
K z B zB BW z W z
z z e K B z e B K K Bω− −
− +
⋅ =
− − + − + 2[ ( )] .
( )
М ЭТ
ЭТ
K UF U n
U n
⋅
=
Установившееся значение ошибки по току в ККМ с главным контуром тока
1
1
( ) [ ( ) ( ) ]
( ) .
( ) ( ) ( ( ) )
H
з TH СУ
ТУ H Т
СУ M ЭТ ДТ СУ Н
U n R K M a U n K B
n
M a U n K B K U K K U n R B
−
−
+
Δ =
+ +
∑
∑ ∑
(12)
В работе [9] было показано, что использование структуры ККМ с ГКТ, без квадратора, дели-
теля, умножителя позволяет обеспечить процесс конечной длительности – установление тока за 3
такта. Наличие квадратора, умножителя и делителя в ККМ с ГКТ, как видно из (12), не устраняет
влияние U(n) на коэффициент усиления контуров. С ростом U(n) коэффициент усиления контура на-
пряжения увеличивается, а контура тока – уменьшается. Если из такой структуры исключить дели-
тель и квадратор, то установившаяся ошибка по току
1
1
( ) [ ( ) ( ) ]
.
( ) ( ) ( ) ( )
H
з TH СУ
ТУ H Т
СУ ЭТ ДТ СУ М Н
U n R K M a U n K B
M a U n K B U n U K K K R B
−
−
+
Δ =
+ +
∑
∑ ∑
(13)
Из (13) видно – в этой структуре влияние U(n) на усиление контуров системы равнозначно. В
ККМ с главным контуром тока без делителя, квадратора, умножителя, установившаяся ошибка
1
1
( ) [ ( ) ( ) ]
.
( ) ( ) ( ) ( )
H
з TH СУ
ТУ H Т
СУ ДТ СУ Н
U n R K M a U n K B
M a U n K B U n K K R B
−
−
+
Δ =
+ +
∑
∑ ∑
(14)
Выражения (13), (14) отличаются наличием сомножителя МЭТ KU / при коэффициенте усиле-
ния контура тока в (13). Для таких ККМ передаточная функция по токовой ошибке определяется вы-
ражением (11) с учётом F[UЭТ(n)] = 1. Графическая оценка токовых ошибок показана на рис. 5.
Результаты расчета статической ошибки регулирования тока для различных структур ККМ
показаны на рис. 5. Они соответствуют следующим значениям элементов и параметров регулирова-
ния: RH=10 Ом, L=825 мкГн, СФ=1 мФ, fКОМ=100 кГц, EM=310 В, γ=0,5, коэффициент усиления блока
умножения КМ=1, коэффициент передачи датчика тока КДТ=1 Ом, коэффициент преобразователя ток-
напряжение КТН=1 В/А, коэффициент усиления системы управления КСУ=2,5 1/В, эталонное напря-
жение UЭТ=100 В, номинал задающего резистора RЗ=1 кОм. Для указанных параметров значения
многочленов M(a), ΣВТ, ΣВН с высокой точностью близки к единичным.
Кривые на рис. 5 соответствуют следующим структурам ККМ: 1 – с главным контуром на-
пряжения при наличии делителя, квадратора, умножителя; 2 – с главным контуром тока при наличии
умножителя токовой ошибки и эталонного напряжения; 3 – с главным контуром тока с делителем,
квадратором, умножителем; 4 – с главным контуром тока без делителя, квадратора, умножителя.
Что касается ККМ с главным контуром напряжения без квадратора и делителя, то проведён-
ный расчёт показал, что установившаяся токовая ошибка для такой структуры во всём диапазоне из-
менения U(n) на 2-3 порядка превышает аналогичную ошибку по току остальных структур.
Как видно из рис. 5, наименьшую усреднённую статическую ошибку регулирования по току име-
ет структура с главным контуром напряжения при наличии квадратора, делителя, умножителя (серийно
выпускаемая ИМС
UC3854) и предла-
гаемый вариант ККМ
с главным контуром
тока без квадратора и
делителя (кривые 1 и
2 соответственно).
Из сравнения
этих кривых видно,
что при низком вход-
ном напряжении то-
ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1 35
ковая ошибка в ККМ с главным контуром тока (кривая 2) несоизмеримо меньше, чем в ККМ с главным
контуром напряжения (кривая 1).
С ростом U(n) токовая ошибка ККМ с главным контуром напряжения снижается и при
U(n) ≈ 100 В достигает уровня ошибки ККМ с главным контуром тока. В обеих структурах при низ-
ком входном напряжении сохраняется вероятность повышения ошибки регулирования по току за счёт
возможного режима прерывистых токов, который можно устранить в результате применения КРИП-
ПНТ, работающего в мегагерцовом частотном диапазоне.
При максимальном входном напряжении статическая ошибка по току в ККМ с главным кон-
туром напряжения более чем в 2 раза ниже, чем в ККМ с главным контуром тока. Однако следует
заметить, что реальная ошибка в системе с главным контуром напряжения во всём диапазоне измене-
ния U(n) будет гораздо выше рассчитанных значений (кривая 1). Причиной этого является то, что на
вход контура тока поступает произведение эталонного тока и ошибки регулирования по напряжению,
содержащей основную гармонику выпрямленного напряжения. Влияние этой особенности на иска-
жение входного тока исследовано в [3].
В системе с главным контуром тока эталонный ток не подвержен никаким искажениям. По-
тому такая структура является предпочтительной для построения ККМ. Что касается несколько боль-
шей статической токовой ошибки при U(n) > 100 В, чем в системе с главным контуром напряжения,
то её, теоретически, можно свести к нулю, если в контур тока включить оптимальный регулятор с
астатизмом первого порядка, который настроен на конечную длительность процесса. Такой процесс
можно закончить за три периода коммутации [9].
Выводы. Результаты сравнительной оценки ошибки регулирования в рассмотренных структу-
рах свидетельствуют о степени приближения формы потребляемого тока к его эталону, позволяя каче-
ственно оценивать энергоэффективность ККМ. Структуры с главным контуром напряжения без дели-
теля и квадратора могут использоваться в ККМ на основе классических повышающих ИП, рабочие час-
тоты ШИМ которых не превышают десятков кГц. Но понятие энергоэффективности ККМ подразуме-
вает, как минимум, не только обеспечение высокого качества входного тока (коэффициент мощности
~0,99), но и высокий КПД (~0,95). Использование КРИП-ПНТ для построения таких ККМ позволяет не
только существенно повысить точность задания эталонного тока (на несколько порядков), но также
обеспечивает более высокий КПД по сравнению с классическим ИП (за счёт снижения динамических
потерь). Рабочие частоты таких преобразователей находятся в диапазоне сотен кГц и единиц МГц. Та-
ким образом, при построении ККМ на основе КРИП-ПНТ предпочтение следует отдавать структуре с
главным контуром тока без квадратора и делителя, где отсутствует искажение эталонного тока. Регуля-
тор контура тока должен настраиваться на конечную длительность процесса и иметь астатизм первого
порядка. Выполнение этих условий позволяет минимизировать ошибку регулирования, что максималь-
но приближает потребляемый ток по своей форме к эталонному току. В результате заметно повышается
коэффициент мощности, а значит и энергоэффективность системы ККМ в целом.
1. Белов Г.А. Динамические модели многофазного повышающего импульсного преобразователя // Электричество. –
2010. – №6. – С. 21–28.
2. Белов Г.А., Серебрянников А.В. Расчёт корректора коэффициента мощности с отпиранием силового транзистора
при нулевом токе // Электричество. – 2012. – №3. – С. 45–56.
3. Белов Г.А., Серебрянников А.В. Искажения входного тока корректора коэффициента мощности с двухконтурной
системой управления // Электричество. – 2010. – №8. – С. 42–51.
4. Денисов Ю.А. Стабилизаторы постоянного напряжения с широтно-импульсными и частотно-импульсными ква-
зирезонансными преобразователями. − Киев: ИЭД НАН Украины. – 2001. – 147 с.
5. Cтепенко С.А. Аналіз показників енергоефективності коректора коефіцієнта потужності при різних способах
широтно-імпульсної модуляції // Технічна електродинаміка. – 2014. – №4. – С. 78–80.
6. Стогній Б.С., Кириленко О.В., Денисюк С.П. Інтелектуальні електричні мережі електроенергетичних систем та
їхнє технологічне забезпечення // Технічна електродинаміка. – 2010. – №6. – С. 44–50.
7. Шидловський А.К., Жаркін А.Ф., Пазєєв А.Г. Безперервні наближені моделі перетворювачів змінної напруги в
постійну з активною корекцією коефіцієнта потужності // Технічна електродинаміка. – 2011. – №6. – С. 11–17.
8. Andreycak B. Power factor correction using the UC3852 controlled on-time zero current switching technique.
Application note U-132. – 1999. – Pp. 3-235-3-251.
9. Denisov Y., Stepenko S. Power factor corrector based on parallel quasi-resonant pulse converter with fast current loop //
Electrical, Control and Communication Engineering. – 2013. – Volume 3. – Issue 1. – Pp. 5–11.
10. Denisov Y.O., Stepenko S.A., Gorodny A.N., Kravchenko A.O. Input current parameters analysis for PFC based on
quasi-resonant and conventional boost converters // Proceedings of the IEEE 34th International Conference on Electronics and
Nanotechnology (ELNANO-2014), April 15-18, 2014, Kyiv, Ukraine. – 2014. – Pp. 393-397.
11. Firmansyah E., Abe S., Shoyama M., Tomioka S., Ninomiya T. An active-clamped full-wave zero-current-switched
quasi-resonant boost converter in power factor correction application // 25th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference
36 ISSN 1607-7970. Техн.електродинаміка. 2015. № 1
and Exposition (APEC), 21-25 Feb. 2010, Palm Springs, CA, USA. – 2010. – Pp. 30-35.
12. Firmansyah E., Tomioka S., Abe S., Shoyama M., Ninomiya T. Zero-current-switch quasi-resonant boost converter in
power factor correction applications // 24th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 15-19 Feb.
2009, Washington, DC, USA. – 2009. – Pp.1165-1169.
13. Texas Instruments. Power Management Guide. 3Q. – 2008. – 77 p.
14. Texas Instruments. UC1852/UC2852/UC382 high power-factor preregulator. 10/94. – 2008. – 10 p.
15. Todd P.C. UC3854 Controlled power factor correction circuit design. U-134. – 1999. – Pp. 3-269-3-289.
УДК 621.316.721
СТРУКТУРНА РЕАЛІЗАЦІЯ ДВОХКОНТУРНИХ КОРЕКТОРІВ КОЕФІЦІЄНТА ПОТУЖНОСТІ НА ОСНОВІ
КВАЗІРЕЗОНАНСНИХ ІМПУЛЬСНИХ ПЕРЕТВОРЮВАЧІВ, ЩО ПЕРЕМИКАЮТЬСЯ ПРИ НУЛЬОВОМУ СТРУМІ
Ю.О.Денисов, докт.техн.наук, С.А.Степенко
Чернігівський національний технологічний університет,
вул. Шевченка, 95, Чернігів, 14027, Україна. e-mail: den_ltd@mail.ru, stepenko.sergey@gmail.com
Стаття присвячена розробці коректора коефіцієнта потужності (ККП) на основі квазірезонансного імпульсного перетворю-
вача, що перемикається при нульовому струмі (КРІП-ПНТ). Розглянуто особливості структурної реалізації системи керування
перетворювачем шляхом аналізу усталених статичних помилок за струмом для різних можливих структур. Показано, що висо-
кочастотні двохконтурні ККП на основі паралельного КРІП-ПНТ доцільно виконувати з головним контуром струму, в якому
регулятор повинен забезпечувати реалізацію процесів кінцевої тривалості. Бібл. 15, табл. 1, рис. 4.
Ключові слова: енергоефективність, корекція коефіцієнта потужності, квазірезонансний імпульсний перетворювач,
перемикання при нульовому струмі.
STRUCTURAL REALIZATION OF TWO-LOOPS PFC BASED ON ZERO CURRENT SWITCHING QUASI-
RESONANT PULSE CONVERTERS
Yu.О.Denisov, S.A.Stepenko
Chernihiv National University of Technology,
Shevchenko street, 95, Chernihiv, 14027, Ukraine. e-mail: den_ltd@mail.ru, stepenko.sergey@gmail.com
This article is devoted to the development of active power factor corrector based on the parallel quasi-resonant pulse converter with
zero current switching of the power transistor. The features of the structural realization of the converter control system have been
considered by analyzing of steady-state current static errors for different possible structures. In contrast to the power factor
correctors with voltage loop as the main, where the process of finite duration is set for five cycles, in the power factor corrector with
current loop as the main it is set for three cycles. It was shown, that high-frequency two-loops active power factor correctors based
on the parallel quasi-resonant pulse converter with zero current switching is advisable to carry out with current loop as the main, in
which the regulator must ensure the implementation of processes of finite duration. References 15, table 1, figures 4.
Key words: energy efficiency, power factor correction, quasi-resonant pulse converter, zero current switching.
1. Belov G.A. Dynamic models of multiphase boost pulse converter // Elektrichestvo. – 2010. – № 6. – Pp. 21–28. (Rus)
2. Belov G.A., Serebriannikov A.V. Power factor corrector calculation with switching on power transistor at zero current //
Elektrichestvo. – 2012. – № 3. – Pp. 45–56. (Rus)
3. Belov G.A., Serebriannikov A.V. Input current distortion in power factor corrector with two-loops control system // Elektrichestvo.
– 2010. – № 8. – Pp. 42–51. (Rus)
4. Denisov Yu.A. DC voltage stabilizers with pulse-width modulated and frequency modulated quasi-resonant converters. – Kyiv:
Instytute of Elektrodynamiks National Akademe of Sceince of Ukraine. – 2001. – 147 p. (Rus)
5. Stepenko S.А. Energy efficiency analysis in power factor corrector under different pulse-width modulation modes // Tekhnichna
Elektrodynamika. – 2014. – №4. – Pp. 78–80. (Ukr)
6. Stohnii B.S., Kyrylenko O.V., Denysiuk S.P. Smart electrical grids of power systems and their technological support // Tekhnichna
Elektrodynamika. – 2010. – №6. – Pp. 44–50. (Ukr)
7. Shydlovskyi A.K., Zharkin A.F., Pazeev A.G. Continuous approximate model of AC/DC converters with active power factor
correction // Tekhnichna Elektrodynamika. – 2011. – №6. – Pp. 11–17. (Ukr)
8. Andreycak B. Power factor correction using the UC3852 controlled on-time zero current switching technique. Application note U-
132. – 1999. – Pp. 3-235-3-251.
9. Denisov Y., Stepenko S. Power factor corrector based on parallel quasi-resonant pulse converter with fast current loop // Electrical,
Control and Communication Engineering. – 2013. – Volume 3. – Issue 1. – Pp. 5–11.
10. Denisov Y.O., Stepenko S.A., Gorodny A.N., Kravchenko A.O. Input current parameters analysis for PFC based on quasi-resonant
and conventional boost converters // Proceedings of the IEEE 34th International Conference on Electronics and Nanotechnology
(ELNANO-2014), April 15-18, 2014, Kyiv, Ukraine. – 2014. – Pp. 393–397.
11. Firmansyah E., Abe S., Shoyama M., Tomioka S., Ninomiya T. An active-clamped full-wave zero-current-switched quasi-resonant
boost converter in power factor correction application // 25th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition
(APEC), 21-25 Feb. 2010, Palm Springs, CA, USA. – 2010. – Pp. 30-35.
12. Firmansyah E., Tomioka S., Abe S., Shoyama M., Ninomiya T. Zero-current-switch quasi-resonant boost converter in power fac-
tor correction applications // 24th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 15-19 Feb. 2009,
Washington, DC, USA. – 2009. – Pp.1165-1169.
13. Texas Instruments. Power Management Guide. 3Q. – 2008. – 77 p.
14. Texas Instruments. UC1852/UC2852/UC382 high power-factor preregulator. 10/94. – 2008. – 10 p.
15. Todd P.C. UC3854 Controlled power factor correction circuit design. U-134. – 1999. – Pp. 3-269-3-289.
Надійшла 23.05.2014
Остаточний варіант 13.11.2014
|
| id | techned_org_ua-article-893 |
| institution | Technical Electrodynamics |
| keywords_txt_mv | keywords |
| language | Ukrainian |
| last_indexed | 2026-06-16T01:13:46Z |
| publishDate | 2015 |
| publisher | Інститут електродинаміки НАН України, Київ |
| record_format | ojs |
| resource_txt_mv | technedorgua/42/503496f99e8cd6786a3b310959595642.pdf |
| spelling | techned_org_ua-article-8932022-12-29T12:10:10Z RESONANT PULSE CONVERTERS СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ Денисов, Ю.А. Степенко, С.А. energy efficiency power factor correction quasi-resonant pulse converter zero current switching энергоэффективность коррекция коэффициента мощности квазирезонансный импульсный преобразователь переключение при нулевом токе This article is devoted to the development of active power factor corrector based on the parallel quasi-resonant pulse converter with zero current switching of the power transistor. The features of the structural realization of the converter control system have been considered by analyzing of steady-state current static errors for different possible structures. In contrast to the power factor correctors with voltage loop as the main, where the process of finite duration is set for five cycles, in the power factor corrector with current loop as the main it is set for three cycles. It was shown, that high-frequency two-loops active power factor correctors based on the parallel quasi-resonant pulse converter with zero current switching is advisable to carry out with current loop as the main, in which the regulator must ensure the implementation of processes of finite duration. References 15, table 1, figures 4. Статья посвящена разработке корректора коэффициента мощности (ККМ) на основе квазирезонансного импульсного преобразователя, переключаемого при нулевом токе (КРИП-ПНТ). Рассмотрены особенности структурной реализации системы управления преобразователем путём анализа установившихся статических ошибок по току для различных возможных структур. Показано, что высокочастотные двухконтурные ККМ на основе параллельного КРИП-ПНТ целесообразно выполнять с главным контуром тока, в котором регулятор должен обеспечивать реализацию процессов конечной длительности. Библ. 15, табл. 1, рис. 4. &nbsp; Інститут електродинаміки НАН України, Київ 2015-01-15 Article Article application/pdf https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/893 Tekhnichna Elektrodynamika; No. 1 (2015): TEKHNICHNA ELEKTRODYNAMIKA; 029 ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА; № 1 (2015): ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА; 029 2218-1903 1607-7970 uk https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/893/770 Авторське право (c) 2022 ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА https://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0 |
| spellingShingle | энергоэффективность коррекция коэффициента мощности квазирезонансный импульсный преобразователь переключение при нулевом токе Денисов, Ю.А. Степенко, С.А. СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ |
| title | СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ |
| title_alt | RESONANT PULSE CONVERTERS |
| title_full | СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ |
| title_fullStr | СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ |
| title_full_unstemmed | СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ |
| title_short | СТРУКТУРНАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ ДВУХКОНТУРНЫХ КОРРЕКТОРОВ КОЭФФИЦИЕНТА МОЩНОСТИ НА ОСНОВЕ КВАЗИРЕЗОНАНСНЫХ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ, ПЕРЕКЛЮЧАЕМЫХ ПРИ НУЛЕВОМ ТОКЕ |
| title_sort | структурная реализация двухконтурных корректоров коэффициента мощности на основе квазирезонансных импульсных преобразователей, переключаемых при нулевом токе |
| topic | энергоэффективность коррекция коэффициента мощности квазирезонансный импульсный преобразователь переключение при нулевом токе |
| topic_facet | energy efficiency power factor correction quasi-resonant pulse converter zero current switching энергоэффективность коррекция коэффициента мощности квазирезонансный импульсный преобразователь переключение при нулевом токе |
| url | https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/893 |
| work_keys_str_mv | AT denisovûa resonantpulseconverters AT stepenkosa resonantpulseconverters AT denisovûa strukturnaârealizaciâdvuhkonturnyhkorrektorovkoéfficientamoŝnostinaosnovekvazirezonansnyhimpulʹsnyhpreobrazovatelejpereklûčaemyhprinulevomtoke AT stepenkosa strukturnaârealizaciâdvuhkonturnyhkorrektorovkoéfficientamoŝnostinaosnovekvazirezonansnyhimpulʹsnyhpreobrazovatelejpereklûčaemyhprinulevomtoke |