ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ
Design concepts of measuring channel of an instruments for determination of complex impedances, which allowing them to significantly improve the resolution without significant complications of design and applied technologies have been researched. Their essence is the application of the combined tran...
Saved in:
| Date: | 2012 |
|---|---|
| Author Affiliations: |
|
| Keywords: | keywords |
| Main Authors: | , , , |
| Format: | Article |
| Language: | Ukrainian |
| Published: |
Інститут електродинаміки НАН України, Київ
2012
|
| Subjects: | |
| Online Access: | https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/1143 |
| Tags: |
Add Tag
No Tags, Be the first to tag this record!
|
| Journal Title: | Technical Electrodynamics |
| Download file: |
|
Institution
Technical Electrodynamics| _version_ | 1870203851372494848 |
|---|---|
| author | Василенко, А.Д. Мельник, В.Г. Новик, А.И. Семенычева, Л.Н. |
| author_facet | Василенко, А.Д. Мельник, В.Г. Новик, А.И. Семенычева, Л.Н. |
| author_institution_txt_mv | [
{
"author": "А.Д. Василенко",
"institution": "Інститут електродинаміки НАН України, пр. Перемоги, 56, Київ, 03057, Україна"
},
{
"author": "В.Г. Мельник",
"institution": "Інститут електродинаміки НАН України, пр. Перемоги, 56, Київ, 03057, Україна"
},
{
"author": "А.И. Новик",
"institution": "Інститут електродинаміки НАН України, пр. Перемоги, 56, Київ, 03057, Україна"
},
{
"author": "Л.Н. Семенычева",
"institution": "Інститут електродинаміки НАН України, пр. Перемоги, 56, Київ, 03057, Україна"
}
] |
| author_sort | Василенко, А.Д. |
| baseUrl_str | https://techned.org.ua/index.php/techned/oai |
| collection | OJS |
| datestamp_date | 2023-01-12T10:30:35Z |
| description | Design concepts of measuring channel of an instruments for determination of complex impedances, which allowing them to significantly improve the resolution without significant complications of design and applied technologies have been researched. Their essence is the application of the combined transformation by the method comparingof a passiv and an active values by means of the two balancing system of measuring circuit - an alternating current bridge circuit and of the unit of processing it's output. Design of possible circuits and algorithm to the harmonization of scales measuring these systems are discussed. References 20, figures 3. |
| first_indexed | 2026-06-16T01:21:41Z |
| format | Article |
| fulltext |
70 ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1
ІНФОРМАЦІЙНО-ВИМІРЮВАЛЬНІ СИСТЕМИ В ЕЛЕКТРОЕНЕРГЕТИЦІ
УДК 621.317
ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ
ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ
А.Д.Василенко, канд.техн.наук, В.Г.Мельник, канд.техн.наук, А.И.Новик, докт.техн.наук
Л.Н. Семенычева
Институт электродинамики НАН Украины,
пр. Победы, 56, Киев-57, 03680, Украина.
e-mail: melnik@ied.org.ua
Рассматриваются принципы построения измерительного канала приборов для определения параметров комп-
лексных сопротивлений, позволяющие существенно повысить их разрешающую способность без значительных
усложнений конструкции и применяемых технологий. Их суть заключается в применении комбинированного
преобразования методом сравнения пассивных и активных величин в двух системах уравновешивания измери-
тельной схемы – в мостовой цепи переменного тока и в устройстве обработки ее выходного сигнала. Приво-
дятся возможные схемотехнические решения и обоснован алгоритм измерения с согласованием шкал этих
систем. Библ. 20, рис. 3.
Ключевые слова: мост переменного тока, измерительный канал, дискретность преобразования.
Введение. Повышение разрешающей способности, точности и быстродействия измерителей
параметров электрического иммитанса: комплексного сопротивления – импеданса или комплексной
проводимости – адмитанса (измерителей RLC, как их часто называют) является одним из основных
направлений исследований и разработок в области электроизмерительной техники на протяжении
многих десятилетий. Решению этих вопросов посвящены фундаментальные труды известных отече-
ственных и зарубежных ученых, а также описания многих практических разработок [2−5,7,
11,13,14,19].
Несмотря на то, что за прошедшие годы разработано и выпущено множество типов приборов,
актуальность указанных задач нисколько не уменьшилась. Это объясняется, в частности, широким
распространением измерительных систем с импедансными датчиками, информативными величинами
которых являются активное сопротивление (резистивные датчики), емкость, индуктивность и их ком-
бинация. Для таких систем требуется сочетание трудно совмещаемых характеристик: высокой разре-
шающей способности и чувствительности, быстродействия и невысокой стоимости. В особой степени
это относится к электрохимическим, биосенсорным и другим системам, где необходимо ограничи-
вать уровень измерительного напряжения на объекте контроля, а сам этот объект характеризуется
сложной схемой замещения и рядом неинформативных параметров.
Среди известных способов высокоточного измерения параметров комплексного сопротивления
наибольшее распространение получили способы, основанные на сравнении измеряемого параметра с
соответствующим параметром образцовой меры (эталона) в мостовой цепи путем ее поразрядного, по-
шагового уравновешивания. Направление уравновешивающих регулировок определяется по результату
предшествующей регулировки или специального пробного (модуляционного) воздействия. При этом
анализируется знак приращения модуля (амплитуды) выходного сигнала моста или фаза последнего.
Наилучшие результаты получены в мостах с экстремальным уравновешиванием [2,13], где равновесие
на каждом из разрядов (частные экстремумы) фиксируется по минимальному значению амплитуды вы-
ходного сигнала (сигнала неравновесия) моста. Однако применение упомянутых методов измерения в
устройствах с числом декад более 4−5 затруднительно по следующим причинам.
Во-первых, как уже указывалось, требуется существенное усложнение уравновешивающих
элементов в плечах моста. Во-вторых, соответствующим образом усложняется и усилитель сигнала
неравновесия измерительной цепи (его коэффициент передачи и полоса пропускания должны сту-
пенчато изменяться при каждом переходе к регулированию более младшей декады). В-третьих, про-
цесс уравновешивания младшими разрядами требует дополнительных затрат времени, что увеличи-
вает время измерения и динамические погрешности.
© Василенко А.Д., Мельник В.Г., Новик А.И., Семенычева Л.Н., 2013
ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1 71
Попытки создания быстродействующих цифровых измерителей иммитанса с высоким разре-
шением, в частности, для работы с датчиками предпринимались с использованием различных спосо-
бов. Один из них – установка старших разрядов уравновешивающих элементов вручную, когда в ав-
томатическом режиме необходимо отслеживать лишь небольшие изменения параметров объекта из-
мерения на фоне достаточно большой их постоянной составляющей (применяются комбинированные
или гибридные схемы уравновешивающих элементов [4], иногда с использованием ЦАП на основе
матриц R-2R). В качестве примера устройства с полноразрядным автоматическим уравновешиванием
можно привести разработанный и выпускавшийся малой серией сверхбыстродействующий цифровой
электронный микрометр с емкостным датчиком (разрешающая способность 2-18, время полного про-
хода шкалы в следящем режиме 50 мс) [14]. Недостатком упомянутых устройств является невысокая
технологичность, а также ограничение области применения теми случаями, когда необходимо изме-
рять один параметр иммитанса, при этом второй (квадратурный) относительно мал и изменяется в
процессе работы незначительно.
Решение задачи повышения разрешающей способности измерителей иммитанса в общем виде
возможно путем создания устройств с комбинированным преобразованием, в которых сочетаются
два способа определения составляющих иммитанса: дискретное уравновешивание мостовой цепи по
двум параметрам с ограниченной разрядностью уравновешивающих элементов и преобразование
иммитанса исследуемого объекта в активный информативный сигнал (напряжение) с последующим
выделением и прямым цифровым кодированием двух квадратурных составляющих, пропорциональ-
ных определяемым параметрам объекта [5]. Отдельные примеры построения иммитансометрических
устройств с таким комбинированным преобразованием описаны, в частности, в [11,12,17], но общие
их свойства и некоторые важные детали реализации не освещены в литературе.
Цель настоящей статьи – проанализировать и обобщить особенности упомянутого комбини-
рованного цифрового преобразования иммитанса, а также показать некоторые аспекты сочетания
двух разнородных способов в одном устройстве.
Прежде всего, необходимо ограничить круг измерительных цепей, для которых применимо
дискретное комбинированное преобразование. Очевидно, что измерительная цепь должна обладать
линейной функцией преобразования, т.е. квадратурные составляющие ее выходного напряжения (то-
ка) в неуравновешенном состоянии должны быть линейно связаны как с регулируемыми, так и с из-
меряемыми параметрами. Таким свойством обладают, как известно, мостовые цепи нормальной
структуры при определении двух нормальных параметров объекта измерения [13]. Должна быть
строго выдержана линейность передаточной характеристики канала передачи сигнала неравновесия
от его входа до выхода, с которого снимаются информационные сигналы. Наконец, необходимо обес-
печить взаимное соответствие дискретностей преобразования ("совместимость шкал") измеряемых
параметров при уравновешивании моста (с одной стороны) и при прямом цифровом измерении оста-
точного неравновесия (с другой). Препятствием для достижения высокоточной совместимости шкал
является нестабильность амплитуды напряжения UГ питания моста, паразитного сдвига фаз опорных
напряжений по отношению к UГ, а также неопределенность изменений амплитудной и фазовой ха-
рактеристики тракта преобразования выходного сигнала мостовой цепи при изменении его усиления.
Пути решения данной проблемы детально рассмотрены в [5], а также в [17,18] прежде всего с целью
повышения быстродействия мостов переменного тока за счет использования методов экстраполяци-
онного уравновешивания. Описанные в [5] способы уравновешивания позволяют, в частности, опре-
делить величины неравновесия мостов переменного тока по двум ортогональным параметрам путем
вычислений с использованием результатов измерения амплитуд двух взаимно-квадратурных состав-
ляющих выходного сигнала моста до и после выполнения определенной вариации состояния одного
или двух уравновешивающих элементов мостовой цепи. Результаты этих вычислений оказываются
инвариантными по отношению к значениям коэффициента передачи преобразователей выходного
сигнала моста по модулю и по фазе, а также к нестабильностям амплитуды напряжения питания мос-
товой цепи и фазового сдвига по отношению к нему опорных напряжений синхронных детекторов.
На основе таких способов измерений были созданы сверхточные измерительные системы для срав-
нения образцовых мер (эталонов) высоких классов точности [16,17], а также прецизионная термомет-
рическая система [6,11]. В этих разработках использованы трансформаторные мостовые измеритель-
ные цепи с ограниченной дискретностью регулирования (до 4 декад) и аналого-цифровые преобразо-
ватели сигнала неравновесия. В таких системах полная разрядность шкалы с учетом экстраполяции
по остаточному сигналу неравновесия достигает 7−8 декад.
72 ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1
Однако реализованные алгоритмы измерений имеют высокую эффективность лишь при опре-
делении статических или медленно меняющихся параметров, поскольку даже небольшие изменения
этих параметров за время измерения результатов вариаций приводят к большим погрешностям экст-
раполяции. Другой их недостаток – неэффективное использование энергии сигнала от объекта изме-
рения из-за того, что после каждой вариации необходимо ожидать, пока затухнет переходный про-
цесс в канале обработки сигнала неравновесия. Это не критично при работе с такими объектами, как
образцовые меры (эталоны), которые позволяют подавать на них довольно высокие уровни измери-
тельных сигналов. При работе же с иммитансными датчиками эти уровни часто ограничены, и эф-
фективность использования энергии информативного сигнала становится очень важным фактором,
определяющим достижимую разрешающую способность приборов [8].
Для высокочувствительных измерений при быстро изменяющихся значениях параметров
комплексных сопротивлений может быть предложен немного отличающийся подход к решению про-
блем, связанных с неопределенностью коэффициента передачи тракта преобразования выходного
сигнала мостовой цепи. Он так же, как и упомянутый выше метод экстраполяции, основан на приме-
нении тестовой калибровки [1,15] канала измерения выходного сигнала моста, но отличается тем, что
тестовое воздействие производится не в каждом цикле измерения, а однократно для получения цело-
го массива данных. В результате тестового воздействия определяются корректирующие коэффициен-
ты, учитывающие изменения модуля и фазового угла коэффициента передачи этого тракта, которые
затем используются для коррекции результатов в каждом цикле измерения параметров остаточного
выходного сигнала моста. Поскольку нестабильность коэффициента передачи тракта усиления за
время измерения обычно невелика (десятые и сотые доли процента), нет необходимости выполнять
вариационное тестирование и ожидать окончания переходного процесса при каждом измерении. Это
существенно улучшает динамические свойства систем и повышает эффективность использования
энергии информативного сигнала от объекта исследования. Здесь следует напомнить, что на резуль-
таты измерения параметров остаточного выходного сигнала моста влияет также наличие фазового
сдвига между напряжением генератора питания моста и опорными напряжениями синхронных детек-
торов. Поэтому применение такого способа измерения требует жесткой взаимосвязи фаз этих сигна-
лов, что, однако, несложно обеспечить, используя цифровые генераторы ступенчатого квазисинусои-
дального напряжения с одновременным формированием синфазного и квадратурного ему опорных
напряжений формы «меандр». Технические решения, необходимые для реализации метода тестовой
калибровки измерительного канала, были разработаны и применены одним из авторов данной статьи
в начале 90-х годов при создании измерителей тангенса угла потерь листовых диэлектрических мате-
риалов и горюче-смазочных материалов, измерителей усилий и веса с емкостными датчиками, ряда
других устройств [9,11].
За прошедшие 20 лет достигнуто существенное улучшение технических параметров аналого-
вых и аналого-цифровых компонентов электронных схем. Промышленностью выпускаются дешевые,
малопотребляющие, быстродействующие микроконтроллеры и другие цифровые микросхемы. Это
позволяет реализовать новые структуры и алгоритмы работы импедансометрических каналов с ком-
бинированным преобразованием измеряемых параметров, на основе которых возможно создание де-
шевых, малогабаритных и высокотехнологичных приборов с технико-экономическими показателями,
существенно лучшими, чем у существующих аналогов.
Построение измерителей иммитанса с комбинированным преобразованием.
Как известно, точность измерения параметров иммитанса с помощью мостовых измеритель-
ных цепей определяют следующие факторы:
- точность и стабильность используемых образцовых мер;
- точность узлов, осуществляющих преобразование и сравнение сигналов;
- линейность функции преобразования (регулировочной характеристики) переключаемых
плечевых элементов моста;
- степень защиты измерительной цепи от паразитных электрических и магнитных связей;
- дискретность (разрядность) сравнения измеряемого и образцового параметров.
Если первые четыре фактора связаны с применяемыми комплектующими изделиями, конст-
рукцией и технологией изготовления узлов аппаратуры, оптимальностью их схемотехнических реше-
ний, то последний фактор обусловлен принципиальными ограничениями, связанными со структурой
прибора и способом измерения. Решить проблему разрядности можно путем создания измерительно-
ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1 73
го канала с двумя системами сравнения измеряемых и образцовых величин. На рис. 1 показана струк-
турная схема, иллюстрирующая комбинированный способ измерения.
Г
Uг
Yo-
+
Go2
ПТН(К1)
Д2
Gv1
Д1
БУ2
ЦАП -
+
ПТН(К2)
Go1
БУ1
АЦП
УСН
Yx
Rптн
СУМ
ОУ2 Gv2
N+n
Uon
ОУ1
-
+
Рис. 1
Уравновешиваемая компенсационно-мостовая измерительная цепь нормальной структуры
КМИЦ (в данном случае – построенная по схеме сравнения токов и, для упрощения, только с одним
измеряемым параметром Yx) образуется цифроаналоговым преобразователем ЦАП, содержащим ре-
гулируемую Gv1 и постоянную G01 проводимости, а также операционный усилитель ОУ1, опорной
образцовой мерой Y0 и объектом измерения Yx, которые имеют одинаковый характер (активная про-
водимость либо емкость). Благодаря инверсии фазы сигналов в ЦАП, токи ветвей КМИЦ взаимно
вычитаются на ее выходе. Разностный ток (сигнал неравновесия моста) преобразуется в напряжение
преобразователем ПТН с пренебрежимо малым входным сопротивлением. Усилитель сигнала нерав-
новесия УСН служит для повышения этого напряжения до уровня, достаточного для функциониро-
вания системы автоматического уравновешивания КМИЦ. Система уравновешивания в мостах пере-
менного тока включает устройство анализа изменений информативного параметра сигнала неравно-
весия (в экстремальных мостах это детектор приращения амплитуды напряжения сигнала неравнове-
сия) и блок управления БУ, который осуществляет регулирование уравновешивающего элемента
мостовой цепи (в нашем случае – ЦАП) для приведения ее в равновесие. В схеме на рис. 1 уравнове-
шивание КМИЦ производится с помощью БУ1. Результатом уравновешивания является код N, соот-
ветствующий значению измеряемой величины Yx с дискретностью, определяемой разрядностью
ЦАП. Упомянутое устройство анализа реализовано на основе АЦП (с поразрядным взвешиванием
или с развертывающим преобразованием), который содержит ЦАП (G02, Gv2), ПТН в качестве компа-
ратора К2 и блок управления БУ2, осуществляющий уравновешивание токов в проводимостях ЦАП.
Результатом этого уравновешивания, дискретность которого определяется разрядностью ЦАП (G02,
Gv2), является код n. Выпрямители (детекторы Д1, Д2) на входах ЦАП Ux и Uоп позволяют определять
отношение напряжений переменного тока, в данном случае – остаточного сигнала неравновесия мос-
та и напряжения UГ генератора Г питания мостовой цепи. Очевидно, что в данном случае КМИЦ,
ПТН, УСН, Д1, с одной стороны, и Д2, с другой стороны, также образуют компенсационно-мостовую
цепь, которая уравновешивается с помощью БУ2, что и позволяет определять величину неравновесия
КМИЦ, содержащей ЦАП, Yx и Y0. Полный результат измерения Yx может быть получен суммирова-
нием в блоке СУМ результатов уравновешивания мостовой цепи и цифрового измерения остаточного
напряжения неравновесия. Особенности этого суммирования будут рассмотрены ниже.
Потенциальная точность измерения в приборе, реализованном по этой схеме, определяется
точностью ЦАП и образцовых мер, входящих в состав КМИЦ, а дискретность измерений – суммар-
ной разрядностью указанного ЦАП и примененного АЦП.
Рассмотрим соотношения сигналов в этой схеме. Выходной ток ΔIx мостовой цепи равен раз-
ности токов ее ветвей
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
−=−=Δ
01
10
0 G
GYYUIII v
xГxx .
74 ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1
Величина напряжения сигнала неравновесия моста на входе АЦП (в виде среднего значения
выпрямленного напряжения рабочей частоты) с учетом коэффициента передачи УСН (Кусн) опреде-
ляется выражением
уснптн
v
xГнр KR
G
GYYUU ⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
−=
01
10 .
Представим Yx в виде двух частей: уравновешенной (компенсированной) с помощью ЦАП Yxк
и недокомпенсированной части ΔYx
уснптн
v
xкxГнр KR
G
GYYYUU ⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
−+Δ=
01
10 .
После завершения уравновешивания сумма второго и третьего слагаемых обращается в нуль,
откуда Yxк = Y0Gv1/G01, а остаточное неравновесие отражается напряжением Uнр =UгΔYxRптнКусн. На
опорный (референсный) вход АЦП подается напряжение Uоп, представляющее собой среднее значе-
ние выпрямленного напряжения Uг. Напряжения Uнр и Uоп создают в проводимостях G02, Gv2 проти-
воположные по направлению токи, разница которых ΔIАЦП сводится к нулю регулировкой Gv2 c по-
мощью БУ2
( )202202 vуснптнxГvГнрАЦП GGKRYUGUGUI −Δ=−=Δ .
Система уравновешивания АЦП приводит к нулю выражение в скобках, после чего можно записать
уснптн
v
x KGR
GY
02
2=Δ .
Таким образом, при достижении равновесных состояний обеих систем уравновешивания вы-
полняется равенство
уснптн
рvрv
x KGR
G
G
GY
Y
02
2
01
10 += . (1)
В этом выражении Gv1р/G01 =N, а Gv2р/ G02=n.
Анализ схемы и выражения (1) показывает, что при такой структуре прибор может работать в
трех режимах (в зависимости от алгоритма управления процессом измерения). Если АЦП использу-
ется только для определения знака приращения ΔIx при регулировании ЦАП (уравновешивающего
элемента КМИЦ), то реализуется режим экстремального уравновешивания (в частности, подобным
образом был устроен автоматический экстремальный мост переменного тока Р5084, разработанный
авторами и выпускавшийся киевским заводом «Точэлектроприбор» в середине 80-х годов [20]). Если
ветвь образцовой меры Y0 отключена (код управления проводимостью Gv1 равен 0), то прибор рабо-
тает в режиме, который называют режимом прямого преобразования (по сути, реализующий метод
амперметра-вольтметра). В этом случае ток ΔIx равен току Ix, обусловленному напряжением питания
Uг. Далее этот ток преобразуется во входное напряжение АЦП (Uнр на рис. 1) и кодируется. В рас-
сматриваемой схеме используется логометрический АЦП с резисторным ЦАП, поэтому фактически,
как уже указывалось выше, здесь также образуется компенсационно-мостовая цепь, в которой роль
основной образцовой меры играет G02, а роль уравновешивающего элемента – Gv2. В двух описанных
режимах разрешающая способность прибора определяется разрядностью примененных ЦАП и АЦП
соответственно. Третий возможный режим является комбинацией двух предыдущих. Разрядность по-
лучаемых данных при этом определяется суммой разрядностей ЦАП и АЦП, причем соотношение
разрядностей ЦАП и АЦП может быть различным, в зависимости от требований к данному средству
измерения. Обратим внимание, что коэффициент передачи усилителя УСН входит в выражение (1),
что может повысить разрешающую способность и чувствительность схемы, но при этом ухудшить ее
точность и стабильность характеристик. Каким образом данная проблема решается с помощью ва-
риационной калибровки, будет показано ниже.
Следует указать, что для измерения остаточного неравновесия в схеме может быть применен
логометрический АЦП любого типа – на основе резисторного ЦАП с поразрядным взвешиванием или
с развертывающим преобразованием, как на рис. 1, интегрирующий, сигма-дельта и др. Выбор типа
АЦП определяется необходимой разрядностью и допустимым временем уравновешивания, техноло-
гическими и экономическими факторами.
ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1 75
В общем случае устройство должно обеспечивать измерительное преобразование двух состав-
ляющих иммитанса Yx. Поэтому в первой системе уравновешивания ток I0 формируется из двух регу-
лируемых квадратурных составляющих с помощью двух ЦАП, образцовых резисторов и конденсато-
ров, а во второй системе раздельно измеряются и кодируются две составляющие сигнала, пропор-
ционального ΔYx. Для этого в АЦП используются ключевые синхронные детекторы, причем в качест-
ве Д1 – детектор с переключаемыми опорными напряжениями, одно из которых синфазно с напряже-
нием UГ, а второе – квадратурно по отношению к UГ. С учетом этого, рассмотренная выше структура
измерительной цепи позволяет успешно применить методы экстраполяционного уравновешивания,
описанные в [5]. Для их реализации необходимо сформировать синусоидальное напряжение для пи-
тания измерительной цепи и два опорных напряжения управления для синхронных детекторов, коге-
рентных с указанным напряжением и сдвинутых относительно друг друга точно на четверть периода.
Такую систему напряжений рационально формировать с помощью цифрового синтезатора квазиси-
нусоидального напряжения (например, основанного на ШИМ или ступенчатой аппроксимации), со-
держащего быстродействующий ЦАП, а также счетное устройство для формирования кодов управле-
ния ЦАП и опорных напряжений. Другой, менее точный, способ получения системы когерентных
напряжений состоит в применении фазовращателя синусоидального напряжения питания моста и ог-
раничителей напряжений для формирования опор синхронных детекторов. При этом не всегда воз-
можно, особенно в трансформаторных мостах и при широком диапазоне рабочих частот, установить
достаточно точное и стабильное соотношение фаз напряжения питания моста и опорных напряжений
из-за наличия фазовых сдвигов между напряжением генератора и напряжениями на плечах моста.
Данная проблема не является критичной при использовании упомянутых методов экстраполяции,
поскольку точное поддержание фазового сдвига требуется только между опорными напряжениями
детекторов.
Прецизионный иммитансометрический канал с периодической тестовой калибровкой
измерителя сигнала неравновесия моста. Как уже указывалось, применение метода тестовой ка-
либровки измерительного канала обусловлено более высокими требованиями к уменьшению пара-
зитных фазовых сдвигов между напряжением питания моста и опорными напряжениями синхронных
детекторов. Однако в последние годы благодаря доступности быстродействующих, малопотребляю-
щих логических микросхем и аналоговых ключей с малым сопротивлением удалось реализовать про-
стые и точные синтезаторы ступенчатого квазисинусоидального напряжения с дополнительными вы-
ходами двух квадратурных опорных напряжений для синхронных детекторов, которые обеспечивают
рассогласование этих напряжений во времени на уровне 10 наносекунд. С другой стороны, появились
перемножающие ЦАП, которые, как показывают выполненные авторами исследования, позволяют
создавать компенсационно-мостовые измерительные цепи с погрешностями уравновешивания по
синфазной и квадратурной составляющим на уровне 0,01% в диапазоне частот до 10 кГц. Эти техно-
логические возможности в совокупности с применением методов коррекции погрешностей в измери-
тельном канале делают возможным реализацию недорогих измерителей RLC, метрологические ха-
рактеристики которых сравнимы с возможностями намного более сложных и дорогих приборов.
Ниже будет рассмотрен измеритель параметров иммитанса на основе моста переменного тока,
снабженного аналого-цифровым преобразователем выходного сигнала измерительной цепи, в кото-
ром реализуется комбинированное преобразование измеряемых параметров с применением вариаци-
онной калибровки тракта обработки сигнала неравновесия моста.
На рис. 2 показана упрощенная схема мостовой измерительной цепи переменного тока с век-
тормерным измерителем сигнала неравновесия, уравновешиваемой по параметрам иммитанса G и C.
Кратко рассмотрим ее работу.
Генератор Г формирует синусоидальное напряжение Uг питания мостовой цепи и два опор-
ных прямоугольных напряжения для прецизионных ключевых синхронных детекторов СД1 и СД2.
Напряжение Ucф синфазно с UГ, а напряжение Uкв находится в квадратуре по отношению к нему. Си-
нусоидальное напряжение подается на мостовую цепь, образованную двумя ветвями: ветвью образ-
цовой меры R0 и ветвью объекта измерения Yх, в состав которой также входят регулируемые делите-
ли напряжения ДНp и ДНq, токозадающие образцовые меры R01, C01 и преобразователь ток-напря-
жение ПТН1. Делители ДНp и ДНq являются уравновешивающими элементами моста по параметрам
p (активная проводимость) и q (реактивная проводимость). Выходной ток мостовой цепи преобразу-
ется в напряжение сигнала неравновесия с помощью ПТН2, усиливается усилителем сигнала нерав-
новесия УСН, имеющим регулируемый коэффициент передачи, и раскладывается на две составляю-
76 ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1
щие с помощью СД1 и СД2. Далее эти составляющие преобразуются в цифровой код аналого-циф-
ровыми преобразователями АЦП. Выходные
коды АЦП обрабатываются системой обработ-
ки результатов и управления СОРУ, которая
производит необходимые вычисления и управ-
ляет процессом уравновешивания. Уравнове-
шивание моста заключается в создании на вы-
ходе ПТН1 (путем регулировки двух взаимно-
квадратурных токов, протекающих через R01 и
C01) напряжения Upq, обеспечивающего проте-
кание в R0 тока I0, равного по модулю и проти-
воположного по направлению току Ix в Yх. При
этом сигнал на выходе моста принимает ми-
нимально возможное значение.
Процесс измерения, как и в устройствах,
описанных в [6,11,12,16,17], состоит из двух эта-
пов: на первом из них определяются значения
параметров p и q, при которых достигается ба-
лансировка моста настолько точная, насколько
это позволяет дискретность регулировки урав-
новешивающих элементов. В соответствии с
этими значениями устанавливаются коэффици-
енты передачи ДНp и ДНq. На втором этапе оп-
ределяются значения p'x и q'x, соответствующие
остаточному неравновесию моста в шагах дис-
кретности уравновешивания. Полученные сум-
мы первого и второго этапов являются искомы-
ми параметрами объекта измерения
xx ppp ′+= , xx qqq ′+= .
Итоговая разрядность результата измерения pх (qх) равна суммарной разрядности кодов p (q) и
pх (qх). Отметим также, что значения p'x и q'x функционально связаны с кодами АЦП n1 и n2. Характер
этой связи определяется масштабом преобразований в АЦП и СД, комплексным коэффициентом пе-
редачи ПТН2 и УСН, а также возможными фазовыми сдвигами опорных напряжений Uсф и Uкв отно-
сительно UГ.
Очевидно, что определение p'х и q'х с точностью, адекватной разрядности АЦП, требует и со-
ответствующей точности определения указанной функциональной связи. Это может быть сделано
калибровочным воздействием достаточно точной величины на один из параметров мостовой цепи.
Проще всего осуществить такое воздействие путем нормированного изменения (вариации) одного из
уравновешивающих параметров: p ± Δp или q ± Δq [4].
Искомая функциональная связь определяется как отношение приращений выходных кодов
АЦП Δn1 и Δn2 к вызвавшим их вариациям параметра p или q. Такие калибровки измерительного
тракта могут осуществляться при каждом определении p'x и q'x или периодически, в зависимости от
стабильности параметров тракта.
При использовании экстраполяционного метода измерения, описанного и примененного в [4]
и в других упомянутых выше работах, первый этап, как правило, состоит из нескольких итераций, на
каждой из которых значения p и q уточняются на величину p' и q', аналогично второму этапу измере-
ния. Итерации продолжаются до тех пор, пока значения p' и q' не станут меньше значения последне-
го разряда кода управления соответствующего уравновешивающего элемента. Далее выполняются
операции второго этапа и вычисление окончательного результата измерения. Все это требует значи-
тельных затрат времени, что с учетом особенностей алгоритма вычисления p' и q', p'x и q'x (см. ниже)
приводит, как выше указывалось, к большим динамическим погрешностям при измерении величин,
которые за время одной итерации изменяются хотя бы на несколько единиц дискретности.
В случае измерительных систем с датчиками указанные изменения параметров увеличивают-
ся на порядки по сравнению с измерителями параметров статических объектов, что потребует часто-
Рис. 2
ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1 77
го доуравновешивания моста, а результат второго этапа измерения будет недостаточно точным. В
таких системах целесообразно ограничить число разрядов уравновешивания примерно тремя декада-
ми, используя в качестве ДНp и ДНq множительные ЦАП, а число разрядов преобразования выходно-
го сигнала моста соответственно увеличить. Выполненные авторами исследования [10] показали, что
при использовании современных многоразрядных интегрирующих (multi-slope) АЦП достижима от-
носительная погрешность преобразования на втором этапе не выше 0,01% при разрешающей способ-
ности около 0,001%. Суммарная разрядность преобразования в таком измерительном канале реально
может достигать 7 декад и более, а относительная погрешность не превышать 0,05%. Заметим, что
вопрос о достижимой точности измерения в структурах с комбинированным преобразованием требу-
ет дополнительных исследований и обоснований.
Очевидно, что калибровка всегда необходима после включения прибора, при изменении ра-
бочей частоты или другого параметра режима работы системы, а также при изменениях коэффициен-
тов передачи УСН на первом и втором этапах процесса измерения. Однако она не является необхо-
димой в каждом цикле измерения. Если источник питания моста выполнен в виде цифрового генера-
тора с качествами, указанными выше, первый этап измерения может быть проведен методом прямого
преобразования параметров объекта в коды АЦП и вычислением уравновешивающих параметров p, q
с помощью корректирующих коэффициентов, полученных ранее при калибровке измерительного
тракта. Далее значения p и q заносятся в регистры уравновешивающих элементов моста. Второй этап
измерения выполняется циклически при неизменном состоянии мостовой цепи. Это состояние кор-
ректируется путем пошагового доуравновешивания, если выходное напряжение моста приближается
к границам диапазона преобразования АЦП. Первый цикл второго этапа измерения выполняется с
проведением вариационной калибровки тракта, а последующие циклы выполняются методом прямо-
го преобразования выходного сигнала мостовой цепи с коррекцией результата с помощью данных,
полученных при этой калибровке. Такой способ выполнения измерений обеспечивает высокое быст-
родействие канала и минимальные динамические погрешности. Здесь следует отметить, что при ис-
пользовании современных высокочувствительных АЦП (например, МАХ-132), узел УСН в схемах на
рис. 1, рис. 2 в некоторых случаях может отсутствовать. При этом стабильность тракта преобразова-
ния выходного сигнала моста достаточно высока, и результат измерений может быть получен без
применения тестовой калибровки (см. выражение (1) при Кусн =1). Согласование шкал систем преоб-
разования первого и второго этапов в этом случае производится при изготовлении прибора (напри-
мер, регулировкой Rптн) и, при необходимости, корректируется в процессе его эксплуатации.
Рассмотрим процесс калибровки подробнее. На рис. 3 на комплексной плоскости W изобра-
жена векторная диаграмма напряжений в измерительной цепи. Вектор напряжения питания моста
ГU& направлен вдоль действительной оси плоскости W. Векторы первых гармоник опорных напряже-
ний сфU& и квU& строго перпендикулярны друг к другу и повернуты относительно основных осей
плоскости W на произвольный угол φ0 (в этот угол включен также паразитный фазовый сдвиг напря-
жения неравновесия, возникающий в ПТН и УСН). Отрезком ОМ обозначен вектор напряжения xU&
неравновесия мостовой цепи в произвольный момент времени, его ортогональные составляющие в
Рис. 3
78 ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1
основной системе координат – отрезки ОА и ОВ. В системе координат опорных напряжений компо-
ненты вектора xU& – отрезки OE и OD (Re [Uх] и Im [Uх] соответственно). В верхней части диаграммы
показаны отрезки годографов вектора xU& – линии уравновешивания при регулировании параметров
p и q (p=var и q=var соответственно). Задача процесса калибровки – найти составляющие вектора
xU& в основной системе координат, поскольку они определяют необходимые приращения состав-
ляющих p и q, приводящие схему к полному равновесию (Uх = 0).
Угол ϕ0 взаимного поворота осей двух указанных систем координат и масштабные соотноше-
ния между ними характеризуют рассматриваемую нами функциональную связь между n1 и n2 и их
отображением pх и qх. Таким образом, в процессе калибровки измерительного тракта должна решать-
ся задача преобразования измеренных параметров Re [Uх] и Im [Uх] (в виде кодов n1 и n2) в парамет-
ры pх и qх путем масштабирования и поворота осей координат на угол ϕ0.
Заметим, что в начале процесса измерения параметры p и q, определяющие коэффициенты
передачи ДНp, ДНq, и токи мер С01, R01 равны нулю (максимальные значения p и q равны 1). При этом
ток I(Yx) объекта измерения вызывает на выходе УСН (если нет паразитных фазовых сдвигов в уси-
лительном тракте) пропорциональное и синфазное напряжение Uх с координатами Re [Uх], Im [Uх] в
системе координат Uсф, Uкв и координатами pх, qх в основной системе координат. Эти координаты pх и
qх совпадают с одноименными параметрами Yх, если сдвиг фаз между двумя системами координат
пренебрежимо мал. После первой и последующих итераций уравновешивания, когда p, q и выходное
напряжение ПТН1 Upq становятся отличными от нуля, вектор xU& характеризует разностный выход-
ной сигнал моста с координатами p'х=pх – p и q'х =qх – q. При этом из-за возрастания Кусн увеличива-
ется ϕ0, что приводит к рассогласованию координат xU& в указанных системах.
Как уже упоминалось, калибровка тракта осуществляется путем вариации одного из уравно-
вешивающих параметров. Пусть параметр р изменяет свое значение на Δp. На рис. 3 этому измене-
нию соответствует приращение выходного сигнала моста на величину )( pU&Δ (отрезок МР, вектор xU&
перемещается в положение xkU& , его составляющие Re [Uхk] и Im [Uхk] – отрезки OEk и ODk соответст-
венно). Поскольку направление вектора )( pU&Δ совпадает с линией уравновешивания по р, а модуль
его определяется величиной Δp, то результат измерения )( pU&Δ в координатах Ucф, Uкв позволяет пре-
образовать координаты Re [Uх] и Im [Uх] в координаты qх, pх. Для этого используются соотношения
(масштабирование и поворот осей координат)
00 sin]Im[cos]Re[ ϕϕ xxx UUKp −= , 0 0Re[ ]sin Im[ ]cosx x xKq U U= ϕ + ϕ . (2)
Здесь К – неизвестный масштабный коэффициент с размерностью напряжения, K=UГ·(R02/ R01)·Kусн;
К численно равен значению напряжения на входе АЦП при p=1.
Значения sinφ0 и cosφ0 могут быть определены из рассмотрения треугольника QMP, по резуль-
татам вариации
[ ] [ ]
( )p
xxk
U
UU
MP
QP
Δ
−
==
ReRecos 0ϕ , [ ] [ ]
( )p
xxk
U
UU
MP
MQ
Δ
−
==
ImImsin 0ϕ . (3)
Из этого же треугольника
[ ] ( ) ( ) [ ] [ ]( ) [ ] [ ]( )22222
)( ImImReRe xxkxxkp UUUUQPMQU −+−=+=Δ .
В качестве значений Re [Uх] и Im [Uх], Re [Uхk] и Im [Uхk] используются коды АЦП n1 и n2 до
тестового воздействия и после него.
При тестировании выполняются следующие пропорции:
( ) p
p
U
Kp x
p
x
Δ
=
Δ
,
( ) p
q
U
Kq x
p
x
Δ
=
Δ
, (4)
если ω = ω0, где ω0 – частота, на которой максимальные значения активной и реактивной составляю-
щих иммитанса в диапазоне измерения равны друг другу [13].
Из (4) следует
ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1 79
( )pK U p= Δ Δ . (5)
Подставляя (5) и (3) в выражение (2), после несложных преобразований получаем
[ ] [ ] [ ] [ ] [ ] [ ]
[ ] [ ] [ ] [ ]
p
UUUU
UUUUUUp
xxkxxk
xxkxxxkx
x Δ
−+−
−−−
= 22 )Im(Im)Re(Re
)Im(ImIm)Re(ReRe , (6)
[ ] [ ] [ ] [ ] [ ] [ ]
[ ] [ ] [ ] [ ]
p
UUUU
UUUUUUq
xxkxxk
xxkxxxkx
x Δ
−+−
−+−
= 22 )Im(Im)Re(Re
)Re(ReIm)Im(ImRe . (7)
Аналогичным образом были получены в [5, 17, 18] формулы для экстраполяционных методов
уравновешивания мостовых цепей.
Найденные значения параметров px и qx являются настолько точными, насколько позволяет
разрядность и линейность ЦАП, а также точность преобразования синхронных детекторов и АЦП.
Обычно достоверными являются 3 десятичных разряда. Поэтому на первом этапе измерения выпол-
няется вариация старшим двоичным разрядом ЦАП, а в качестве равновесных значений p и q прини-
маются округленные до единицы третьей декады отсчета значения px и qx. Эти значения заносятся в
соответствующие управляющие регистры ДНp и ДНq. Если после этого мостовая цепь оказывается
недостаточно точно уравновешенной, она может доуравновешиваться пошаговым регулированием
младших разрядов ЦАП (желательно до уровня остаточного сигнала неравновесия, не превышающе-
го 10 % динамического диапазона АЦП).
После уравновешивания измерительной цепи (первый этап измерения) выполняется второй
этап, на котором вариация Δр осуществляется более младшим разрядом уравновешивающего элемен-
та (практически установлено, что оптимально 6-м – 8-м двоичным разрядом, считая от старшего).
Полученные на этом этапе с помощью тех же выражений значения p'х и q'х уже без округления при-
бавляются к равновесным значениям параметров p и q
x xp p p′= + , x xq q q′= + ,
что дает нам окончательные результаты измерения, полные разрядности которых равны суммам раз-
рядностей p и p'х, q и q'х.
Как указывалось выше, определение p'х и q'х путем вариационной калибровки можно произ-
водить периодически, только при существенных изменениях режима работы прибора или измеряе-
мых величин. Если же после проведенной калибровки тракта и перехода ко второму этапу измерения
на протяжении ряда следующих друг за другом измерений изменения кодов n1 и n2 не выходят за
пределы динамического диапазона АЦП, то текущие значения p'х и q'х можно вычислять без проведе-
ния калибровки, подставляя в формулы (6), (7) в качестве Re [Uх] и Im [Uх] вновь полученные значе-
ния кодов, а в качестве Re [Uхk] и Im [Uхk] – предыдущие, но скорректированные на величину прира-
щений Re [Uх] и Im [Uх] по сравнению с предыдущим измерением.
Заключение. Рассмотренные структура измерительного канала и способ выполнения измере-
ний, который является комбинацией уравновешивания и прямого преобразования параметров имми-
танса объекта, позволяют реализовать простые по конструкции и технологии изготовления приборы
для использования с импедансными сенсорами температуры, перемещений, веса, усилий, давлений,
уровней жидкостей и многих других физических величин, которые обладают очень широким диапа-
зоном измерения и одновременно высокой разрешающей способностью. При этом достаточно просто
адаптировать канал к необходимому в каждом конкретном случае сочетанию быстродействия, диапа-
зона значений измеряемой величины и разрешающей способности. Это может быть сделано заменой
измерительной цепи, оптимальным выбором разрядностей регулирования ДН и преобразования в
АЦП, а также времени усреднения сигналов в АЦП. Нужно отметить, что такая адаптация может вы-
полняться во многих случаях программными средствами, в том числе автоматически с помощью ин-
теллектуальных алгоритмов управления.
Что касается потенциально достижимой точности комбинированного преобразования, то этот
вопрос, как указывалось выше, требует дополнительного анализа с учетом многих влияющих факто-
ров, не рассмотренных ранее.
80 ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1
1. Бромберг Э.М., Куликовский К.Л. Тестовые методы повышения точности измерений. – М.: Энергия,
1978. – 176 с.
2. Гриневич Ф.Б. Автоматические мосты переменного тока. – Новосибирск: Изд-во СО АН СССР,
1964. – 215 с.
3. Гриневич Ф.Б., Грохольский А.Л., Соболевский К.М., Цапенко М.П. Трансформаторные измеритель-
ные мосты. / Под ред. К.Б. Карандеева. – М.: Энергия, 1970. – 280 с.
4. Гриневич Ф.Б., Новик А.И. Измерительные компенсационно-мостовые устройства с емкостными дат-
чиками. – Киев: Наукова думка. – 1987. – 112 с.
5. Гриневич Ф.Б., Сурду М.Н. Высокоточные вариационные измерительные системы переменного тока.
– К.: Наукова думка, 1989. – 192 с.
6. Гриневич Ф.Б., Сурду М.Н., Михаль А.А., Швец Т.В., Кромпляс Б.А., Мелещук Д.В. Прецизионный
мост переменного тока для работы в диапазоне частот 125–975 Гц // Технічна електродинаміка. Тематичний
випуск "Проблеми сучасної електротехніки". – 2000. – Ч. 3. – С. 76–78.
7. Карандеев К.Б. Специальные методы электрических измерений. – М.-Л.: Госэнергоиздат, 1963. – 344 с.
8. Лєпіх Я.І., Гордієнко Ю.О., Дзядевич С.В., Дружинин А.О., Євтух А.А., Лєнков С.В., Мельник В.Г.,
Романов В.О., Проценко В.О. Інтелектуальні вимірювальні системи на основі мікроелектронних датчиків ново-
го покоління. – Одеса: Астропринт, 2011. – 353 с.
9. Мельник В.Г., Лежоев Р.С., Новик А.И. Многоканальная компенсационно-мостовая система измере-
ния и контроля усилий с емкостными дифференциальными датчиками // Технічна електродинаміка. – 1997. –
№6. – С. 56–61.
10. Мельник В.Г., Семенычева Л.Н. Повышение точности узкодиапазонных импедансометрических ка-
налов прямого преобразования // Технічна електродинаміка. – 2011. – №3. – С. 73–80.
11. Мельник В.Г., Швец Т.В. Автоматический низкочастотный высоковольтный измеритель тангенса угла
потерь диэлектриков // Технічна електродинаміка. – 1997. – №4. – С. 63–66.
12. Михаль А.А., Кромпляс Б.А., Сурду М.Н. Прецизионный термометрический мост СА300 // Вимірюва-
льна техніка та метрологія. – 2003. – Випуск 63. – С. 95–99.
13. Новик А.И. Системы автоматического уравновешивания цифровых экстремальных мостов перемен-
ного тока – Киев: Наукова думка. – 1983. – 224 с.
14. Новик А.И. Системы уравновешивания прецизионных быстродействующих однопараметровых мос-
тов переменного тока // Технічна електродинаміка. – 1997. – №5. – С. 65–69.
15. Орнатский П.П. Автоматические измерения и приборы. – К.: Вища школа, 1986. – 392 с.
16. Сурду М., Мухаровський М., Ламеко О., Ахмадов О., Копшин В., Гаврилкін В., Монастирський З., Грине-
вич Ф., Орнатський О. Нові технології прецизійної електрометрії // Метрологія та прилади. – 2011. – №1. – С. 23–29.
17. Сурду М.Н., Ламеко А.А., Мелещук Д.В., Кикало В.Н., Копшин В.В. Прецизионный компаратор
трансформаторов тока // Технічна електродинаміка. – 2011. – №2. – С. 64–69.
18. Третяк И.В. Вариационные методы коррекции погрешности трансформаторных мостов переменно-
го тока // Автореферат дисс... канд. техн. наук: 05.11.05. – Киев, 1991.
19. Kibble B.P., Rainer G.H. Coaxial alternative current bridges. – Briston: Pdam Hilder Ltd., 1984. – 203 p.
20. Мост переменного тока Р5084. Техническое описание инструкция по эксплуатации.
УДК 621.317
ПІДВИЩЕННЯ РОЗРІЗНЮВАЛЬНОЇ ЗДАТНОСТІ ІМІТАНСОМЕТРИЧНИХ КАНАЛІВ
В.Г.Мельник, канд.техн.наук, О.Д.Василенко, канд.техн.наук, А.І.Новік, докт.техн.наук, Л.М.Семеничева
Інститут електродинаміки НАН України,
пр. Перемоги, 56, Київ-57, 03680, Україна.
e-mail: melnik@ied.org.ua
Розглядаються принципи побудови вимірювального каналу приладів для визначення параметрів комплексних
опорів, що дозволяють суттєво підвищити їхню розрізнювальну здатність без значного ускладнення конст-
рукції та технологій, що використовуваються. Їхня суть полягає у застосуванні комбінованого перетворення
методом порівняння пасивних та активних величин у двох системах зрівноваження вимірювальної схеми – у
мостовому колі змінного струму та у пристрої обробки його вихідного сигналу. Наводяться можливі схемо-
технічні рішення і обгрунтовано алгоритм вимірювань з узгодженням шкал цих систем. Бібл. 20, рис. 3.
Ключові слова: міст змінного струму, вимірювальний канал, дискретність перетворення.
ISSN 1607-7970. Техн. електродинаміка. 2013. № 1 81
INCREASING OF RESOLUTION OF AN IMMITANCE-MEASURING CHANNEL
V.G. Melnyk, О.D.Vasylenko, A.I. Novik, L.М. Semenycheva
Institute of Electrodynamics of National Academy of Science of Ukraine,
Peremogy, 56, Kyiv-57, 03680, Ukraine.
e-mail: melnik@ied.org.ua
Design concepts of measuring channel of an instruments for determination of complex impedances, which allowing
them to significantly improve the resolution without significant complications of design and applied technologies have
been researched. Their essence is the application of the combined transformation by the method comparingof a passiv
and an active values by means of the two balancing system of measuring circuit - an alternating current bridge circuit
and of the unit of processing it's output. Design of possible circuits and algorithm to the harmonization of scales meas-
uring these systems are discussed. References 20, figures 3.
Key words: alternating current bridge, measuring channel, resolution.
1. Bromberg E.M., Kulikovskii K.L. Test methods of rise in measurement accuracy – Moskva: Energiia, 1978.
– 176 p. (Rus)
2. Grinevich F.B. Avtomatic bridges of an alternating current. – Novosibirsk: Izdatelstvo Sibirskogo Otdeleniia
AN SSSR, 1964. – 215 p. (Rus)
3. Grinevich F.B., Grokholskii A.L., Sobolevskii K.M., Tsapenko M.P. Transformer measuring bridges. / Pod
red. K.B.Karandeeva. – Moskva: Energiia, 1970. – 280 p. (Rus)
4. Grinevich F.B., Novik A.I. Measuring compensation – bridge instruments with capacitor sensors. – Kyiv:
Naukova dumka, 1987. – 112 p. (Rus)
5. Grinevich F.B., Surdu M.N. Precision variational measuring systems of an alternating current. – Kyiv:
Naukova dumka, 1989. – 192 p. (Rus)
6. Grinevich F.B., Surdu M.N., Mikhal A.A., Shvets T.V., Kromplias B.A., Meleshchuk D.V. Precision bridge of
an alternating current for working in frequency range 125–975 Hz // Tekhnichna elektrodynamika. Tematychnyi vypusk
"Problemy suchasnoi elektrotekhniky". – 2000. – Vol. 3. – Pp. 76–78. (Rus)
7. Karandeev K.B. Special methods of electrical measurements. – Moskva-Leningrad: Gosenergoizdat, 1963. –
344 p. (Rus)
8. Lepikh Ya.I., Gordienko Yu.O., Dziadevych S.V., Druzhinin A.E., Yevtukh A.A., Lenkov S.V., Melnyk V.G.,
Romanov V.O., Protsenko V.O. Smart measuring systems with microelectronic sensors of new generation. – Odesa:
Astroprint, 2011. – 353 p. (Ukr)
9. Melnik V.G., Lezhoev R.S., Novik A.I. Multichannel compensation - bridge system of measurement and the
control of efforts with capacitor differential sensor // Tekhnichna elektrodynamika. – 1997. – №6. – Pp. 56–61. (Rus)
10. Melnik V.G., Semenycheva L.M. Increase of accuracy of the narrow-band impedance-metric channels with di-
rect transformation // Tekhnichna elektrodynamika. – 2011. – №3. – Pp. 73–80. (Rus)
11. Melnik V.G., Shvets T.V. Automatical a low-frequency high-voltage measuring instrument for definition of
tangent of alosses corner of dielectrics // Tekhnichna elektrodynamika. – 1997. – №4. – Pp. 63–66. (Rus)
12. Mikhal A.A., Kromplias B.A., Surdu M.N. Precision thermometric bridge SA300 // Vymiriuvalna tekhnika ta
metrologiia. – 2003. – Vypusk 63. – Pp. 95–99. (Rus)
13. Novik A.I. Systems of the automatic balancing of digital extreme bridges of alternating current. – Kyiv:
Naukova dumka, 1983. – 224 p. (Rus)
14. Novik A.I. Systems of balancing of precision fast-acting one-parameter bridges of alternating current //
Tekhnichna elektrodynamika. – 1997. – №5. – Pp. 65–69. (Rus)
15. Ornatskii P.P. Automatical measurements and devices. – Kyiv: Vyshcha shkola, 1986. – 392 p. (Rus)
16. Surdu M., Mukharovskyi M., Lameko O., Akhmadov O., Kopshyn V., Gavrylkin V., Monastyrskyi Z., Gry-
nevych F., Ornatskyi O. New technologes of precision electrometry // Metrologiia ta prylady. – 2011. – №1. – Pp. 23–
29. (Ukr)
17. Surdu M.N., Lameko A.A., Meleshchuk D.V., Kikalo V.N., Kopshin V.V. Precision current transformer com-
parator // Tekhnichna elektrodynamika. – 2011. – №2. – Pp. 64-69. (Rus)
18. Tretiak I.V. Variational methods of the correction of the transformer measuring bridges error // Avtoreferat
diss… kand. tekh. nauk: 05.11.05. – Kyiv, 1991. (Rus)
19. Kibble B.P., Rainer G.H. Coaxial alternative current bridges. – Briston: Pdam Hilder Ltd., 1984. – 203 p.
20. Alternating current bridge Р 5084. The description and user manual. (Rus)
Надійшла 06.04.2012
Received 06.04.2012
|
| id | techned_org_ua-article-1143 |
| institution | Technical Electrodynamics |
| keywords_txt_mv | keywords |
| language | Ukrainian |
| last_indexed | 2026-06-16T01:21:41Z |
| publishDate | 2012 |
| publisher | Інститут електродинаміки НАН України, Київ |
| record_format | ojs |
| resource_txt_mv | technedorgua/9d/90fe1474ac6ce1bf9f51c6fa5ebb3c9d.pdf |
| spelling | techned_org_ua-article-11432023-01-12T10:30:35Z INCREASING OF RESOLUTION OF AN IMMITANCE-MEASURING CHANNEL ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ Василенко, А.Д. Мельник, В.Г. Новик, А.И. Семенычева, Л.Н. alternating current bridge measuring channel resolution мост переменного тока измерительный канал дискретность преобразования Design concepts of measuring channel of an instruments for determination of complex impedances, which allowing them to significantly improve the resolution without significant complications of design and applied technologies have been researched. Their essence is the application of the combined transformation by the method comparingof a passiv and an active values by means of the two balancing system of measuring circuit - an alternating current bridge circuit and of the unit of processing it's output. Design of possible circuits and algorithm to the harmonization of scales measuring these systems are discussed. References 20, figures 3. Рассматриваются принципы построения измерительного канала приборов для определения параметров комплексных сопротивлений, позволяющие существенно повысить их разрешающую способность без значительных усложнений конструкции и применяемых технологий. Их суть заключается в применении комбинированного преобразования методом сравнения пассивных и активных величин в двух системах уравновешивания измерительной схемы – в мостовой цепи переменного тока и в устройстве обработки ее выходного сигнала. Приводятся возможные схемотехнические решения и обоснован алгоритм измерения с согласованием шкал этих систем. Библ. 20, рис. 3. Інститут електродинаміки НАН України, Київ 2012-12-28 Article Article application/pdf https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/1143 Tekhnichna Elektrodynamika; No. 1 (2013): TEKHNICHNA ELEKTRODYNAMIKA; 070 ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА; № 1 (2013): ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА; 070 2218-1903 1607-7970 uk https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/1143/1017 Авторське право (c) 2023 ТЕХНІЧНА ЕЛЕКТРОДИНАМІКА https://creativecommons.org/licenses/by-nc-nd/4.0 |
| spellingShingle | мост переменного тока измерительный канал дискретность преобразования Василенко, А.Д. Мельник, В.Г. Новик, А.И. Семенычева, Л.Н. ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ |
| title | ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ |
| title_alt | INCREASING OF RESOLUTION OF AN IMMITANCE-MEASURING CHANNEL |
| title_full | ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ |
| title_fullStr | ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ |
| title_full_unstemmed | ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ |
| title_short | ПОВЫШЕНИЕ РАЗРЕШАЮЩЕЙ СПОСОБНОСТИ ИММИТАНСОМЕТРИЧЕСКИХ КАНАЛОВ |
| title_sort | повышение разрешающей способности иммитансометрических каналов |
| topic | мост переменного тока измерительный канал дискретность преобразования |
| topic_facet | alternating current bridge measuring channel resolution мост переменного тока измерительный канал дискретность преобразования |
| url | https://techned.org.ua/index.php/techned/article/view/1143 |
| work_keys_str_mv | AT vasilenkoad increasingofresolutionofanimmitancemeasuringchannel AT melʹnikvg increasingofresolutionofanimmitancemeasuringchannel AT novikai increasingofresolutionofanimmitancemeasuringchannel AT semenyčevaln increasingofresolutionofanimmitancemeasuringchannel AT vasilenkoad povyšenierazrešaûŝejsposobnostiimmitansometričeskihkanalov AT melʹnikvg povyšenierazrešaûŝejsposobnostiimmitansometričeskihkanalov AT novikai povyšenierazrešaûŝejsposobnostiimmitansometričeskihkanalov AT semenyčevaln povyšenierazrešaûŝejsposobnostiimmitansometričeskihkanalov |